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H桥级联型多电平逆变器调制策略对比分析

未知 2019-07-06 11:40

1 引言

  随着高压大功率电动机在高压驱动场合的不断需求,高压变频器成为了这些场合实现节能的有效装置。而h桥级联型多电平逆变器已成为高压变频器的一种产品,在发电厂、矿山、市政、冶金等工业领域得到了实际应用[1]。在h桥级联型多电平逆变器的应用过程中,目前的调制策略对输出电压的谐波性能仍存在一些问题,对高压电动机的运行有一定的影响。本文首先对传统的两种调制策略进行了对比分析,进而提出一种改进的调制策略,最后达到提高h桥级联型多电平逆变器输出电压谐波性能的目的。

2 h桥级联型多电平逆变器

  图1为三相h桥级联型多电平逆变器的拓扑。该拓扑每相采用m个相同的功率单元串联,当功率单元的直流母线电压为e时,逆变器可输出相电压为(2m+1)e。这样,可以通过m个较低的直流电压e的有序叠加,输出较高的交流电压(2m+1)e,因此,每个功率单元的功率开关可以采用耐压较低的igbt等元件,避免了低压功率开关直接串联存在的动、静态均压问题。每相的功率单元串联后,末端功率单元短接构成三相多电平逆变器的中性点n,始端功率单元为每相输出端a、b、c。

  由于逆变器输出相电压为(2m+1)个阶梯形电压,这可以有效地降低输出电压的谐波含量、减小了dv/dt、抑制了电磁干扰。该拓扑在输出相同电压等级的情况下,不同的调制策略,对输出电压的谐波性能影响不同,显然,对于直流母线侧采用不可控整流的h桥级联型多电平逆变器来说,能够有效抑制谐波含量的调制策略对提高逆变器的运行性能至关重要。

3 调制策略的谐波性能对比分析

  对于h桥级联型多电平逆变器,目前采用的传统多载波调制策略有:消谐波pwm(sub-harmonicpwm)、载波相移pwm(phase-shiftedpwm)。下文对这两种调制策略下逆变器输出电压的谐波性能进行对比分析,并提出一种改进的调制策略,进一步抑制三相逆变器输出线电压的谐波含量。

  3.1 消谐波pwm调制策略

  针对两单元级联型五电平逆变器,图2为其消谐波pwm调制策略。每个功率单元的上下桥臂驱动信号互补,因此每个功率单元需要2路载波,对于两单元级联型五电平逆变器共需4路载波,如图2所示,并且每个载波ci对应输出电压的一个pwm电平层i(i=1,2,3,4)。当调制波的幅值小于载波c2的幅值时,逆变器只能输出pwm电平层2、3的三电平电压。

  由于载波分布为垂直方向同相位,因此,多电平逆变器输出电压的等效载波频率仍为载波频率。图3的仿真条件为:调制波频率fm=50hz,调制度ma=0.9,载波频率fc=2khz时。图3为两单元h桥级联型五电平逆变器采用消谐波pwm调制策略下输出仿真,图3(a)为逆变器输出五电平相电压,图3(b)为输出相电压频谱。由该频谱分析可得,在该调制策略下,逆变器输出电压的等效载波频率为2khz,即载波频率,并且输出电压的总谐波畸变率thd=31.53%。

  (a)输出相电压

  (b)输出相电压频谱

  3.2 载波相移pwm调制策略

  为了进一步提高多电平逆变器输出电压的等效载波频率,图4为载波相移pwm调制策略,每个功率单元的功率开关相对应的载波相位差为(/m)。对于五电平逆变器来说,两功率单元的功率开关相对应的载波相位差为/2,如图4所示,由于在一个载波周期内,调制波与载波相交4次,因此输出电压的等效载波频率为载波频率的4倍。

  图5为与图3同一仿真条件下,五电平逆变器采用载波相移pwm调制策略逆变器输出仿真,图5(a)为该调制策略下逆变器输出的五电平相电压,图5(b)为相电压的频谱。与图3(b)相比,以相同开关频率,载波相移pwm调制策略下,逆变器输出电压的等效载波频率提高了3倍,可以有效降低开关损耗,因此该调制策略较消谐波pwm调制策略相比,具有更高的性能。

  (a)输出相电压

  (b)输出相电压频谱

  3.3 改进的调制策略

  从目前的高压大功率驱动场合的应用来看,多电平逆变器主要应用于三相电驱动场合,并且直流母线电压主要通过功率二极管不可控整流、电容滤波获得。而多电平逆变器线电压波形质量直接决定高压电动机的运行性能。并且,不可控整流获得的直流母线电压受滤波电容、整流拓扑、逆变器拓扑及其负载类型等因素影响,产生不同程度的直流母线电压波动。

  而直流母线电压的波动,将使得载波相移pwm调制策略不能够满足pwm调制的面积等效原理,使得多电平逆变器输出电压产生较多的低次谐波,影响负载的运行性能。针对该问题,本文提出一种改进的调制策略如图6所示,根据采样的直流母线电压值vdc与直流母线电压基值v*dc,采用前馈控制方式,以k=vdc/v*dc为前馈增益系数,实时调节载波的瞬时值,从而改变调制波与载波的相交时刻,使得在直流母线电压波动的情况下,pwm调制方法仍能满足面积等效原理[2],进而有效地抑制逆变器输出电压的低次谐波含量。

  以两单元h桥级联型五电平逆变器为例,图7为载波相移pwm调制策略下逆变器线电压输出仿真,图7(a)为五电平逆变器输出9电平线电压,由于直流母线电压的波动,使得输出线电压存在较大的低次谐波,幅值约为基波幅值的4%,如图7(b)所示。而对于图7(a)中输出线电压存在的另一个问题是,线电压中部分相邻电平层间存在电平层交叠现象,这将会增加输出线电压的高次谐波含量。

  为了有效抑制输出线电压的高次谐波含量,解决线电压部分电平层的交叠现象,在图6的改进调制策略的基础上,提出锯齿载波相移pwm调制策略,这样,使得调制波与载波的一个交点始终箝位在锯齿载波的始(末)端,输出线电压在几何位置上消除了电平层交叠问题。

  图8为改进的调制策略下逆变器输出线电压仿真,图8(a)为9电平线电压,完全消除了电平层交叠问题,由图7(b)和图8(b)的输出线电压频谱对比可得,输出线电压的低次谐波最大幅值与基波幅值比约由4%抑制到0.5%,高次谐波最大幅值与基波幅值比约由11%抑制到6%,线电压的thd由22.83%下降到14.26%,因此,对于不可控整流的多电平逆变器来说,改进的调制策略有效地抑制了输出线电压的高、低次谐波含量。

4 实验结果

  为了验证载波相移pwm调制策略与提出的改进调制策略的对比分析,以三相三电平逆变器为实验平台进行实验。单相整流器输入电压为30v,载波频率fc=2khz,rl负载为r=150,l=10mh。图9为载波相移pwm调制策略下实验波形,受负载影响,图9(a)中的直流母线电压udc有一定程度的波动,而线电压uab存在电平层交叠问题。由图9(b)的线电压频谱得,线电压的低次谐波最大幅值为基波幅值的7%,高次谐波的最大幅值为基波幅值的27%,线电压的thd=51.05%。

  图10为改进的调制策略实验波形,图10(a)为完全消除电平层交叠问题的输出线电压,由图9(b)和图10(b)的线电压频谱对比可得,在直流母线电压波动的情况下,线电压的低次谐波得到了有效抑制,而高次谐波的最大幅值由基波幅值的27%下降为12%,并且线电压的thd由51.05%下降为36.12%,改进的调制策略有效地提高了输出线电压的谐波性能。

5 结束语

  针对h桥级联型多电平逆变器的三种调制策略进行了对比分析。载波相移pwm调制策略比消谐波pwm调制策略具有更好的性能。在此基础上,提出一种改进的调制策略,实验对比证明,改进的调制策略较载波相移pwm调制策略具有更好的高、低次谐波性能,可以为h桥级联型多电平逆变器应用于高压大功率驱动场合提供有益的参考。

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